20-разрядный аналого-цифровой преобразователь, изготовленный по технологии КМОП 0,9 пм

Скачать

Особенности архитектуры и принцип работы конвейерных аналого-цифровых преобразователей. Использование цифровой корректировки для устранения избыточности. Схемы КМОП ключа, выборки-хранения, компаратора, умножающего цифро-аналогового преобразователя.

Размер: 2,4 M
Тип: курсовая работа
Категория: Коммуникации и связь
Скачать

Другие файлы:

Технология АЦП
РАЗРАБОТКА АЦП.ВВЕДЕНИЕВ данном курсовом проекте разработан аналого-цифровой преобразователь (АЦП)поразрядного кодирования, преобразующий входное напр...

Аналого-цифровое и цифро-аналоговое преобразование сигналов
Преобразование аналоговой формы первичных сигналов для их обработки с помощью ЭВМ в цифровой n-разрядный код, и обратное преобразование цифровой инфор...

Система регистрации уровня со сбором информации и клапаном управления
Анализ однокристальных микроконтроллеров MCS-51, основное назначение. Рассмотрение особенностей системы регистрации уровня со сбором информации и клап...

Аналого-цифровой преобразователь АЦП

Кодоимпульсный аналого-цифровой преобразователь


Краткое сожержание материала:

Размещено на

Оглавление

1. Перевод патента

2. Схема КМОП ключа

3. Схема выборки-хранения

4. Схема компаратора

5. Схема для моделирования компаратора

6. Временной анализ компаратора

7. Схема умножающего ЦАП

8. Список использованной литературы

1. Перевод патента

Аннотация

Эта статья описывает 20-разрядный аналого-цифровой преобразователь, изготовленный по технологии КМОП 0,9 пм. Преобразователь использует девятиэтапную конвейерную архитектуру с полностью дифференциальными аналоговыми схемами и достигает отношения сигнал-шум с искажениями (SNDR) 60 дБ с входным полномасштабным синусоидальным сигналом частотой 5 МГц. Размеры 8,7 мм2 и рассеиваемая мощность 240 мВт.

Введение

Традиционные конструкции аналого-цифровых преобразователей (АЦП) использовали параллельную архитектуру и биполярные технологии для получения 8-битного разрешения для преобразования с частотой 20* выборок/с. Для более чем 8-битной конструкции АЦП параллельной архитектуры требуют больших запрещенных районов и большей потребляемой мощности. Поэтому возник интерес к использованию многоступенчатой архитектуры. Несмотря на то, что биполярные технологии используются для самых быстрых преобразований, для создания многоступенчатого АЦП были так же использованы БиКМОП технологии, которые обеспечивают достаточно высокие темпы преобразования и необходимую частоту выборки. Стоимость таких АЦП, однако, повышается за счет более сложного технологического процесса и требуемой рассеиваемой мощности, которая по-прежнему достаточно высокая (по крайней мере 750 мВт). Таким образом, снижение стоимости и мощности рассеяния с такой же или большей производительностью в технологиях КМОП является важной задачей.

В одной из предыдущих реализаций КМОП 10-битного АЦП как сообщалось, рассеиваемая мощность была уменьшена до 250 мВт, однако, скорость его преобразования была ограничена до 15* выборок/с, а отношение сигнал/шум (SNR) 52 дБ с низкочастотным входным сигналом и 45 дБ с частотой сигнала 7,5 МГц. В этой статье представлен девятиэтапный конвейерный АЦП с таким же разрешением, почти такой же рассеиваемой мощностью (240 мВт), более высокой частотой дискретизации (20* выборок/с.), а так же с увеличенным отношением сигнал/шум SNR (60 дБ с входным сигналом 5 МГц). В нем используется улучшенный алгоритм коррекции ошибок и развернутый каскадный операционный усилитель. Преобразователь занимает 8,7 в технологии КМОП 0,9 пм. Кроме того, при частоте входном сигнале 5 МГц отношение сигнал/искажения (SDR) составляет 74 дБ, отношение сигнал/шум с искажениями - 60 дБ. Основное новшество этого АЦП - улучшенный алгоритм коррекции ошибок, который использует меньше ресурсов на одну стадию, чем в традиционной архитектуре.

Эта статья состоит из четырех основных частей. Раздел 2 представляет собой обзор конвейерных АЦП. В разделе 3 описывается новый алгоритм цифровой коррекции. В разделе 4 описаны схемы, используемые в АЦП. В конце, в разделе 5 приведены результаты экспериментов.

Обзор конвейерных АЦП

Так как основные характеристики конвейерных АЦП были подробно описаны в [7] - [11], то для удобства в этом разделе представлен только их краткий обзор. На рис. 1 представлена блок-схема конвейерного АЦП с k уровнями. Каждый уровень содержит схему выборки-хранения с усилителем (SHA), аналого-цифровой преобразователь низкого разрешения (ADSC), цифро-аналоговый преобразователь низкого разрешения (ЦАП) и вычитатель. При работе на каждый уровень поступают выборки с предыдущего уровня. Затем, входной сигнал преобразуется в цифровой код низкого разрешения с помощью ADSC и обратно в аналоговый сигнал с помощью ЦАП. В конце, сигнал на выходе ЦАП вычитается из исходного сигнала, поданного на вход, и полученный остаток поступает на следующий уровень для дальнейшего преобразования.

Рисунок 1 - Блок-схема конвейерного АЦП

Главное преимущество конвейерных АЦП в том, что они обеспечивают высокую пропускную способность и занимают небольшие области. Эти преимущества связаны с параллельной работой всех уровней, т.е. в любой момент времени первый уровень работает с новым сигналом, а все остальные уровни работают с остатком от предыдущих. (Время задержки не является ограничением в большинстве задач). Если аналого-цифровые преобразования выполняются параллельно, конвейерные архитектуры выполняют операцию за два такта, поэтому пропускная способность может быть довольно высокой. Кроме того, так как все уровни работают одновременно, их можно выбрать нужное количество для получения нужного разрешения. Таким образом, при ограничении некоторых параметров (например, общее разрешение), можно выбрать такое количество уровней, чтобы минимизировать занимаемую площадь на кристалле.

Избыточность и цифровая коррекция

Для построения конвейерного АЦП с большой устойчивостью к ошибкам, вводится избыточность, представляющая собой сумму результатов отдельных уровней, большую, чем общее разрешение. Эта избыточность используется для устранения нелинейности и межкаскадного смещения аналого-цифрового преобразователя (ADSC) с помощью алгоритма цифровой коррекции. В большинстве предыдущих реализаций цифровых алгоритмов коррекции для исправления ошибок используется как сложение, так и вычитание. При таком подходе есть две проблемы. Во-первых, такой способ сложнее проверить, поскольку такая логика имеет три стадии (сложение, вычитание, отсутствие действий) и ни один из этих этапов не обязателен для выходного кода. В результате, отсутствует возможность проверить каждый этап путем изучения исправленного сигнала с выхода АЦП. Таким образом, удовлетворительные результаты функционального тестирования АЦП еще не гарантируют безотказной логики коррекции. Например, во время функционального тестирования, АЦП может содержать набор признаков сравнения, которые заставляют коррекционную логику выполнять только сложение. Тогда присутствие в корректирующей логике неисправностей было бы не обнаружено при тестировании. Если эти после функционального тестирования изменится набор признаков, при котором должно выполняться вычитание, незамеченные неисправности могут привести к тому, что на выходе АЦП сигнал будет неверный. Поэтому, что бы проверить наличие ошибок в логике коррекции тщательно, тестовые векторы должны быть введены непосредственно в логику, минуя АЦП. Во-вторых, данный подход является излишне сложным, так как вычитание эквивалентно сложению с отрицательным значением, поэтому необходимость в вычитания отпадает путем создания необходимого смещения в ADSC и ЦАП.

Рисунок 2 - Блок-схема одного уровня с ADSC и ЦАП

На рис. 2 показано блок-схема одного уровня конвейерного АЦП со смещением в АЦП и ЦАП. Этап 2-b используется в качестве представительного примера. Обе величины смещения равны Ѕ младшего значащего разряда (Vr/4, где полномасштабный сигнал АЦП равен ± Vr)

Рисунок 3 - Идеальный остаток от сигнала принятый а) без задержки б) с задержкой

ADSC равномерно сдвигает график каждого отдельного участка определенного уровня вправо, а ЦАП сдвигает весь график вниз. Поскольку в половине шкалы на рис 3 б нет сигнала, то у каждого уровня многоуровневого АЦП будет довольно таки хорошая передаточная характеристика на половине шкалы.

Пусть диапазон коррекции можно определить как сумму всех определенных уровней, сдвинутых так, что бы быть устойчивыми к ошибкам. Если ЦАП и схема выборки/хранения идеальные, и межуровневое усиление равно 2, то усиленный остаток остается в пределах диапазона преобразования на следующем уровне, когда нелинейность ADSC сдвигает уровни не более, чем на ±1/2 уровня младшего значащего символа но уровне 2-б. При таких условиях ошибки, вызванные нелинейностью ADSC, могут быть исправлены, поэтому диапазон исправления здесь ±1/2 LSB или ± Vr/4, что означает, что линейность ADSC должна быть соизмерима с отдельными отсчетами, а не со всем разрешением АЦП. Кроме того, так как линия задержки, показанная на рисунке 2, сдвигает сигнал вправо на величину задержки, то цифровой сигнал на выходе всегда будет меньше или эквивалентен его идеальной форме если нелинейность ADSC может сдвинуть сигнал назад влево не больше, чем на эту же величину. Таким образом, коррекция требует либо отсутствие изменений, либо увеличения. Поскольку соответствующей коррекционной логике не нужно делать вычитание, то ее легче проверить, чем обычную логику цифровой коррекции. Однако, так как оба оставшихся варианта не обязательно могут произойти во время функционального теста АЦП, то проверка логики коррекции все еще проблематична.

Хотя идеальный остаток (рис. 3а) всегда находится в промежутке ± Vr/4, на рис. 3б он находится в промежутке от - Vr/2 до Vr/4. С одинаковыми уровнями и межкаскадным усилением равным 2, минимальный остаток (рис. 3б) получается на левом конце графика и лежит на нижнем уровне преобразования границы следующего уровня АЦП. Несмотря на то, что сдвиг уровня сигнала никак не влияет на значение остатка на левом конце графика, межкаскадное смещение или ошибка усиления могут вызвать смещение графика на левом конце ниже диапазона преобразования следующего уровня. Влияние этих фак...